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    R1//R2)*C使用同样的方法，可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式，得到电路的时间常数：t=RC=R1*(C1+C2)用同样的方法，可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式，得到电路的时间常数：t=RC=((R1//R3//R4)+R2)*C1对于电路时间常数RC的计算，可以归纳为以下几点：1).如果RC电路中的电源是电压源形式，先把电源“短路”而保留其串联内阻；2).把去掉电源后的电路简化成一个等效电阻R和等效电容C串联的RC放电回路，等效电阻R和等效电容C的乘积就是电路的时间常数；3).如果电路使用的是电流源形式，应把电流源开路而保留它的并联内阻，再按简化电路的方法求出时间常数；4).计算时间常数应注意各个参数的单位，当电阻的单位是“欧姆”，电容的单位是“法拉”时，乘得的时间常数单位才是“秒”。对于在高频工作下的RC电路，由于寄生参数的影响，很难根据电路中各元器件的标称值来计算出时间常数RC，这时，我们可以根据电容的充放电特性来通过曲线方法计算，前面已经介绍过了，电容充电时，经过一个时间常数RC时，电容上的电压等于充电电源电压的，放电时，经过一个时间常数RC时，电容上的电压下降到电源电压的。如上图所示，如通过实验的方法绘出电容的充放电曲线。医疗设备的维护保养和维修工作还大多依靠外购服务。湖南STRYKER史赛克L10冷光源更换灯泡

    电容充放电时间计算公式设，V0为电容上的初始电压值；V1为电容**终可充到或放到的电压值；Vt为t时刻电容上的电压值。则:Vt=V0+（V1-V0）×[1-exp(-t/RC)]t=RC×Ln[(V1-V0)/(V1-Vt)]例如，电压为E的电池通过R向初值为0的电容C充电,V0=0，V1=E，故充到t时刻电容上的电压为：Vt=E×[1-exp(-t/RC)]再如，初始电压为E的电容C通过R放电,V0=E，V1=0，故放到t时刻电容上的电压为：Vt=E×exp(-t/RC)又如，初值为1/3Vcc的电容C通过R充电，充电终值为Vcc，问充到2/3Vcc需要的时间是多少？V0=Vcc/3，V1=Vcc,Vt=2*Vcc/3，故t=RC×Ln[(1-1/3)/(1-2/3)]=RC×Ln2=注：以上exp()表示以e为底的指数函数；Ln()是e为底的对数函数RC回路充放电时间的推导过程需要用高等数学，简单的方法只要记住RC回路的时间常数τ=R×C，在充电时，每过一个τ的时间，电容器上电压就上升（1-1/e）约等于；放电时相反。如C=10μF，R=10k，则τ=10e-6×10e3=在初始状态Uc=0时，接通电源，则过（1τ）时，电容器上电压Uc为0+（1-0）×，到（2τ）时，Uc为（）×……以此类推，直到t=∞时，Uc=U。放电时同样运用，只是初始状态不同，初始状态Uc=U。进入正题前，我们先来回顾下电容的充放电时间计算公式。湖南STRYKER史赛克L10冷光源更换灯泡用此法时须注意在比较测量时，仪器外部的条件：控制开关、旋视、按键、电源等设置必须相同。

    当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容(Millercapacitance)CRES和关断VCE的dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET和IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升大的IGBTEoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清理，从而明显降低IGBTZCSEoff。MOSFET的Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx(如图8所示)产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。总结：在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出佳选择时起着作用。

    图图图.一轴对称模型在频率为20KHz时电流密度的分布图临近效应与集肤效应是共存的。集肤效应是电流主要集中在导体表面附近，但是沿着导体圆周的电流分布还是均匀的。如果另一根载有反向交流电流的圆柱导体与其相邻，其结果使电流不再对称地分布在导体中，而是比较集中在两导体相对的内侧，形成这种分布的原因可以从电磁场的观点来理解。电源能量主要通过两线之间的空间以电磁波的形式传送给负载，导线内部的电流密度分布与空间的电磁波分布密切相关，两线相对内侧处电磁波能量密度大，传入导线的功率大，故电流密度也较大。如果两导线载有相同方向的交变电流，则情况相反，在两线相对外侧处的电流密度大。3.导体的边缘效应Dowall提出了计算两绕组变压器绕组交流电阻的方法，此方法先将圆导体转化为方形，并作如下假设:①磁场被假定为一维变量，垂直于导体的分量被忽略，并且总磁场强度在每个导体层中为常量;②绕组被假定为无限长片状导体的一部分，电流密度沿每层导体截面是常数，导体边缘效应被忽略;③假定磁芯不存在，线圈在整个磁芯宽度方向上均匀分布;④流过绕组的电压和电流均为正弦波，且线圈无开路。后来的研究者们对此方法提出了一些修正。事实上。在医疗设备维修行业中不仅方便快捷通融，而且经济实惠互利，为院方带来了实实在在的好处。

    (连载65)单激式变压器铁芯磁滞损耗、涡流损耗的测量part2(连载01)开关电源的基本工作原理(连载02)串联式开关电源输出电压滤波电路(连载03)串联式开关电源储能滤波电感的计算(连载04)串联式开关电源储能滤波电容的计算(2)(连载05)反转式串联开关电源(连载06)反转式串联开关电源储能电感的计算(连载07)反转式串联开关电源储能滤波电容的计算(连载08)并联式开关电源的工作原理(连载09)并联式开关电源输出电压滤波电路(连载10)并联开关电源储能电感的计算(连载11)单激式变压器开关电源(连载12)单激式变压器开关电源工作原理(连载13)正激式变压器开关电源(连载14)正激式变压器开关电源的优缺点(连载15)正激式变压器开关电源电路参数的计算(连载16)正激式开关电源变压器参数的计算(连载17)正激式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算(连载18)反激式变压器开关电源part1(连载19)反激式变压器开关电源part2(连载20)开关电源电路的过渡过程part1(连载21)开关电源电路的过渡过程part2(连载22)反激式变压器开关电源电路参数计算(连载23)反激式开关电源变压器参数的计算(连载24)反激式开关电源变压器初级线圈电感量的计算(连载25)反激式变压器开关电源的优缺点。导致了医疗设备预防性维护保养（PM）。湖南STRYKER史赛克L10冷光源更换灯泡

在当今商品经济的海洋中，我们要加强自身专业技术学习和职业道德修养，客观形势要求我们必须做到。湖南STRYKER史赛克L10冷光源更换灯泡

    MOSFET和IGBT内部结构不同,决定了其应用领域的不同.1,由于MOSFET的结构,通常它可以做到电流很大,可以到上KA,但是前提耐压能力没有IGBT强。2,IGBT可以做很大功率,电流和电压都可以,就是一点频率不是太高,目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ,那已经是不错了.不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛,MOSFET可以工作到几百KHZ,上MHZ,以至几十MHZ,射频领域的产品.3,就其应用,根据其特点:MOSFET应用于开关电源,镇流器,高频感应加热,高频逆变焊机,通信电源等等高频电源领域;IGBT集中应用于焊机,逆变器,变频器,电镀电解电源,超音频感应加热等领域开关电源(SwitchModePowerSupply；SMPS)的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT和MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换)拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET或IGBT导通开关损耗的主要因素。湖南STRYKER史赛克L10冷光源更换灯泡

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