宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修

    这样做的好处是当三相负载不平衡时，相电压是平衡的，因此不会对设备电机造成损坏。但是现代系统设计理念不是这样的，他强调每一个系统模块都是**的，即零线不可以接地，这样系统模块在走模拟信号时才能保证系统不串信号，现在许多设备控制都走数字信号似乎可以不考虑这些，但一些功率器件或功率模块如果对信号比较敏感则还要考虑系统模块的**封装的问题，既用隔离变压器将零线和地线分开。人如果只触到零线和地线，是否会触电？会触电的!理论上虽然说零线可以当地线用，但是实际上地线跟零县是两个回路.在拱电回路里面是零线跟火线组成的.在同一个回路里可能有别的电器在使用，这样就会在零线中产生电流,而标准的地线是挖在地底下10米左右的,所以零线跟地线可能会出现电势差。你同时触摸两个线九会触电。（后3天）全PFC实战视频教程120讲60小时后三天可能是史上完整的PFC视频教程（共计时长：120讲60小时）首先部分:开关电源BUCK部分(30小时)一是基于PTS5430芯片的Buck电路；二是基于分立器件去搭Buck电路；三基于LNK306芯片的BUCK电路。第二部分:BOOST部分(10小时)基于UC3842电源芯片的Boost电路。第三部分：功率因素校正（PFC）部分。与厂商进行友好合作，购买授权协议，成为厂商的代理维修商；宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修

    半桥式变压器开关电源根据电磁感应定律可以对变压器初级线圈N1绕组回路列出方程：e1=N1*dΦ/dt=UabK1接通期间(1-156)上式中，e1为变压器初级线圈产生的电动势，Uab为电源加于变压器初级线圈N1绕组两端的电压，Uab=Ui/2，dΦ/dt为变压器铁心中磁通的变化率。这里我们假定电容器C1或C2两端的电压在K1接通期间基本保持不变，其两端电压正好等于输入电压Ui的二分之一。同样，可以对变压器次级线圈N2绕组回路列出方程：e2=N2*dΦ/dt=(Up)K1接通期间(1-157)上式中，(Up)为开关变压器次级线圈N2绕组正激输出电压的幅值，用括弧匡住来表示。由于流过开关变压器初级线圈N1绕组的励磁电流或开关变压器铁心中的磁通是线性变化的，所以我们可认为开关变压器次级线圈N2绕组正激输出电压是一个方波。方波的幅值Up与半波平均值Upa以及有效值Uo三者完全相等。根据(1-156)式和(1-157)式可以求得：(Up)=e2=ne1=nUi/2K1接通期间(1-158)(1-158)式就是半桥式变压器开关电源正激输出时的电压关系式。上式中，(Up)为开关变压器次级线圈N2绕组正激输出电压的幅值；Ui为开关电源变压器初级线圈N1绕组的输入电压；n为变压器次、初级线圈的变压比。宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修有关故障不外乎来源于这三个组成部分。

    这种关系如图6所示。一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60MOSFET的峰值电流ID为11A两倍于(规格书中RDS(on)的测试条件)时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％。在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比(即RMS)，则有效的RDS(on)将比（规格书中的测试电流）时的。公式2CCMPFC电路中的RMS电流式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。图5中的示例*考虑了CCMPFC电路的传导损耗。

    除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值(见图3)。假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从，平均GFS为10A/()=Ω。公式1获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg)和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。医疗设备使用科室重使用，轻维护。

    讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。导通损耗除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNPBJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltagetail）出现。这种延迟引起了类饱和(Quasi-saturation)效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。首先个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。根据电路原理测量有关点的电压、电流、电阻及波形等参数。宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修

就维修价格而言，我们不能单独只看表面的维修价格，还要考虑时间的长短这一因素。宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修

    边缘磁场范围减小了一些，(c)中的边缘磁场小。在(c)中由于气隙和绕组的长度基本相同，因此二者磁势的空间分布的不平衡因素小，使得这种情况下的气隙边缘磁场弱，窗口磁场的分量基本上是平行于导体的一维分布，类似于变压器中的漏磁场。在导体中流过高频电流时，气隙边缘磁场也是高频交变的，因此它会在导体中产生很大的涡流损耗，用有限元方法对此分析非常方便。当采用(a)中的气隙分布时漏在空气中的磁场较小;而(b)中的散落在空气中的外部磁场较大，对外界电磁污染较大;(c)中气隙边缘磁场和外部磁场都比较小，使用时应该根据实际要求折衷考虑。图气隙处于的三种不同位置的电感我们以气隙至磁芯顶部的距离与磁芯中柱高度之比（hg/h)为变量，可得出气隙在不同位置时电感器损耗变化图如下：图损耗随气隙位置变化图由此图可知，气隙在中间时损耗小，在两端时损耗大，差别可达。这也就是我们通常EECore用得比EICore多的一个原因。扩散磁通与气隙形状有关，与位置关系不大，当然当它在两端时由于磁路长度发生一定变化，还是有所变化的。减小气隙边缘磁通的方法主要有以下几种:①通过使导体远离气隙，保持导体和气隙之间有一定的距离来减小气隙边缘磁通的影响。宁夏史赛克STRYKERL10光源主机芯片级维修

成都镭伙科技有限公司拥有电子技术研究开发及转让、电气设备、医疗设备维护服务、机械设备的设计、销售；电器用品、医疗器械；货物及技术进出口。专业维修直管硬镜、摄像系统、冷光源、气腹机、动力系统、灌注泵、动力系统手柄、超声刀手柄。软质器械激光焊接。等多项业务，主营业务涵盖内窥镜以及维修周边，动力系统及手柄附件维修，摄像系统主机及摄像头维修，手术器械类维修。一批专业的技术团队，是实现企业战略目标的基础，是企业持续发展的动力。成都镭伙科技有限公司主营业务涵盖内窥镜以及维修周边，动力系统及手柄附件维修，摄像系统主机及摄像头维修，手术器械类维修，坚持“质量保证、良好服务、顾客满意”的质量方针，赢得广大客户的支持和信赖。公司深耕内窥镜以及维修周边，动力系统及手柄附件维修，摄像系统主机及摄像头维修，手术器械类维修，正积蓄着更大的能量，向更广阔的空间、更宽泛的领域拓展。