茂名STRYKER史赛克L10冷光源更换高压包

    即：开关变压器次级线圈输出电压与初级线圈输入电压之比，n也可以看成是开关变压器次级线圈N2绕组与初级线圈N1绕组的匝数比，即：n=N2/N1。由此可知，在控制开关K1接通期间，半桥式变压器开关电源变压器次级输出的正激电压幅值只与输入电压和变压器的次/初级变压比有关系。同理我们也可以求得，当控制开关K2接通时，开关变压器N2线圈绕组输出的正激电压幅值(Up-)为：(Up-)=－e2=－ne1=－nUi/2K2接通期间(1-159)上式中的负号表示e2的符号与(1-158)中的符号相反，(Up-)表示与(Up)的极性相反，因为Uab=－Uba。这里还需指出，(1-158)式和(1-159)式列出的计算结果，并没有考虑控制开关K1或K2关断瞬间，励磁电流存储的能量产生反电动势的影响。当控制开关K1或K2关断瞬间，流过开关变压器初级线圈的励磁电流由最大值突然下降为零，使开关变压器铁心中的磁通量也要跟着产生变化；即：开关变压器的初、次级线圈中都会产生感应电动势，这种感应电动势是励磁电流存储于关变压器铁心中的磁能量产生的；这种感应电动势对于变压器次级线圈电压输出绕组来说，属于反激式输出。即：半桥式变压器开关电源同时存在正、反激电压输出。上门维修，要求医院先付多少多少的工时差旅费，检查后，技术服务费（维修费）或配件费另计；茂名STRYKER史赛克L10冷光源更换高压包

    讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。导通损耗除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNPBJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltagetail）出现。这种延迟引起了类饱和(Quasi-saturation)效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。首先个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。开封L10冷光源更换高压包所以接到仪器故障报告后，首先就要了解故障现象，基于对仪器工作原理的了解和综合分析，确定故障来源采取 。

    这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程。当两个开关器件分别处于导通和截止过渡过程时，即两个开关器件都处于半导通状态时半导通状态时，相当于两个控制开关同时接通，它们会造成对电源电压产生短路；此时，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关K1和K2同时处于过渡过程期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。为了降低控制开关过渡过程产生的损耗，一般在半桥式开关电源电路中，都有意让两个控制开关的接通和截止时间错开一小段时间。单电容半桥式变压器开关电源比双电容半桥式变压器开关电源节省一个电容器，这是它的优点。另外，单电容半桥式变压器开关电源刚开始工作的时候，输出电压差不多比双电容半桥式变压器开关电源是输出电压高一倍，这种特点适用于作为荧光灯电源，例如，节能灯或日光灯以及LCD显示屏的背光灯等。荧光灯一般开始点亮的时候需要很高的电压，大约几百伏到几千伏。

    励磁电流的比较大值Iμm用示波器很容易可以测到，正好等于图2-26-b中励磁电流iμ跟随时间线性增长的比较大增量。测量出励磁电流的比较大值Iμm后，把Iμm值代入(2-76)式，即可求得励磁电流产生的半波平均功率Pμ。磁滞损耗半波平均功率Pc可根据(2-76)式或(2-77)式求得，不过在求Pc时，还须先求反激输出电压在负载电阻R1上的半波平均功率Pr1；而计算反激输出电压在负载电阻R1上的半波平均功率Pr1时，还得先求反激输出电压在负载电阻R1上的全波平均值Pra；而全波平均值Pra就是反激输出电压在负载电阻R1上损耗的功率。计算反激输出电压在负载电阻R1上的功率Pra时，需要测量滤波电容C1两端的电压Uc；不过C1两端的电压是一个直流，相当于反激输出电压的平均值；反激输出电压的幅值也是滤波电容C1两端的直流电压幅值，不过这个幅值不是通过一次反激电压输出就能积分出来的，它需要经过很多次反激电压输出，并经过多次积分后，才能使输出电压后面稳定下来。C1两端的电压的测量比较容易，用普通电压表就可以测量，但比较好用示波器的直流档来测量；因为，普通电压表的内阻比较小，会影响测量精度。电压Uc被测量出来后。对故障现象进行分析，基于对仪器原理的了解及面板的操作确定故障大致部位的方法。

    由于边缘处受强磁场的吸引，显示高的电流密度，这种电流密度在端部的重新分布增加了导体的交流电阻，其结果比一维分析的要大很多。通过优化铜带边缘的场分布，可以减小边缘处的磁场垂直分量，这样可以改善铜带导体电流密度的分布，减小绕组高频损耗。具体方法是在铜带边缘处使用高磁导率磁芯，减小磁路磁阻，这样就会降低了铜带端部的磁场，减小了端部的电流分布，绕组损耗将会降低，但是需要特殊的磁芯工艺。4.绕组涡流损耗对于高频变压器，因为存在原边和副边绕组，所以可以通过绕组交错布置的方式小绕组的漏感和涡流损耗。在绕组交错布置时，因为原、副边绕组的磁势是相反的，此会存在一个去磁效应，磁芯窗口中的磁势会有一定的减小，漏磁场和高频时漏磁场成的导体涡流损耗也会比较小。对于高频电感而言，它只有一个绕组，磁路中的气隙磁势和绕组的磁势平衡，在窗口中没有其它绕组的磁势可以和电感绕组的磁势相平衡产生去磁效应，因此电感磁芯窗口中的磁势较大，磁场较强。通过分析可以发现，电感中的磁通主要分为以下几个部分:①主磁路磁通。这部分磁通是流通在电感磁芯中的磁通，它不会在磁芯窗口中出现，因此它不会切割导体，也不会产生导体损耗。②气隙边缘磁通。然后分析测得参数是否与被测电路原理相符，从而发现故障原因的方法。茂名STRYKER史赛克L10冷光源更换高压包

一般位于仪器的下部或背侧，如果日常工作中不注重电源部分的保养清洁维护。茂名STRYKER史赛克L10冷光源更换高压包

    假设有电源Vu通过电阻R给电容C充电，V0为电容上的初始电压值，Vu为电容充满电后的电压值，Vt为任意时刻t时电容上的电压值，那么便可以得到如下的计算公式：Vt=V0+(Vu–V0)*[1–exp(-t/RC)]如果电容上的初始电压为0，则公式可以简化为：Vt=Vu*[1–exp(-t/RC)]由上述公式可知，因为指数值只可能无限接近于0，但永远不会等于0，所以电容电量要完全充满，需要无穷大的时间。当t=RC时，Vt=；当t=2RC时，Vt=；当t=3RC时，Vt=；当t=4RC时，Vt=；当t=5RC时，Vt=；可见，经过3~5个RC后，充电过程基本结束。当电容充满电后，将电源Vu短路，电容C会通过R放电，则任意时刻t，电容上的电压为：Vt=Vu*exp(-t/RC)对于简单的串联电路，时间常数就等于电阻R和电容C的乘积，但是，在实际电路中，时间常数RC并不那么容易算，例如下图(a)。对于上图(a)，如果从充电的角度去计算时间常数会比较难，我们不妨换个角度来思考，我们知道，时间常数只与电阻和电容有关，而与电源无关，对于简单的由一个电阻R和一个电容C串联的电路来说，其充电和放电的时间参数是一样的，都是RC，所以，我们可以把上图中的电源短路，使电容C1放电，如上图(b)所示，很容易得到其时间常数：t=RC=。茂名STRYKER史赛克L10冷光源更换高压包